使用功率開關器件的工程師們肯定都有選擇驅動芯片的經歷。面對標稱各種電流能力的驅動產品時，往往感覺選擇非常困惑。特別是在成本壓力之下，總希望選擇一個剛好夠用的產品。以下內容或許能給到些啟發。
首先來看一下這個驅動峰值電流的定義方式。這個很重要，不同公司的產品往往宣傳說法不一樣，所以要參考規格書。以下圖1是英飛凌的1EDI系列產品的電流表。比如1EDI60I12AH，我們常說它是6A的驅動。事實上，這個6A是它的最小值而它的典型值是10A。又比如圖2中的英飛凌新產品1ED3122MU12H，我們稱它為10A的驅動，而這個卻是典型值，但后面的測試條件欄里卻寫著VCC2-OUT=15V，這將是最大值里的典型值。繞口了有沒有？那是不是說明兩者的驅動帶載能力一樣的呢？如果不一樣又有什么差異？
圖1
圖2
我們可以借助示波器來一窺究竟，使用宣傳為6A的英飛凌1EDI60I12AF芯片，測試連接如圖3。輸出電流的測量可以在電容前串一個小電阻，因為這個電阻只是用來方便測量電流使用，所以越小越好。如果是測試開通的輸出能力的話就測量驅動芯片VCC和OUT之間的電壓。如果是測試關斷電流能力的話就測量驅動芯片OUT和VEE之間的電壓。然后使用示波器XY輸入模式，把測得的電壓用X軸展示，電流用Y軸展示，可以得到如圖4的曲線。這個是驅動芯片本身的電流能力。
圖3
圖4
但是實際中，無論是處于EMI的考量還是為了保護續流二極管，必然會使用門極電阻，而且為了功率門極不處于欠阻尼狀態，Rg≥√(L⁄C)。為了分析方便，我們先不考慮門極回路里的電感且把驅動內部的MOS當作一個可變電阻處理，那么如圖5，可以求出ig=(VCC-VDS-Vge)/Rg，用圖4的坐標形式的話，將會是一系列平行的斜線，如圖6。斜率和電阻值相關，比如圖中的電阻是1.5Ω。門極電壓每充1V，斜線就沿橫坐標往左平移1V。把圖4和圖6結合在一起得到了圖7，交點就是實際輸出的峰值電流，由于實際電路中肯定還有寄生電感，會限制到達峰值電流的速度，導致真實電流值更小。對于一般的中小功率而言，1.5Ω的門極電阻算小的了，理想無感的交點在6A。如果門極電阻再大些，交點電流將更低。這樣輸出電流的能力被電阻限制住了。所以英飛凌宣稱的6A并不是15V時對應的電流值，而是考慮在功率器件標稱電流對應的米勒平臺時的電流能力。如果直接從橫坐標15V的地方找對應的電流甚至大于10A了。
圖5
圖6
圖7
下面我們再來看看新款的X3產品情況怎么樣。英飛凌X3系列的產品的輸出部分直接采用新一代的單獨的PMOS作為開通輸出級，如圖8所示。而不是像以前的產品那樣使用PMOS與NMOS結合的方式（如圖5）。選擇1ED3122MU12H產品繪制如圖9的電流能力曲線（根據設計參數所得而非實際測量）。按照IGBT標稱電流時的米勒電壓一般為9~10V來看，找到橫坐標5、6V的時候電流能力達到了6A以上。和之前1EDI60I12AF相當，如果用最大電流值標稱的話就是10A了。由此可以看出和以前PMOS/NMOS結合的產品峰值電流差不多。但是由于PMOS的輸出不受限于Vgs，不會像圖7的source電流那樣有2V左右的閾值，而是和sink電流一樣可以直接到零！這樣實際測的話曲線會和圖7的sink電流類似，我們暫時用它假代PMOS的輸出曲線。可以看到即使在米勒電平時兩者的輸出限值一樣都是6A，但是一旦有外加的門極電阻后，PMOS的輸出能力更加出色，如圖7紅色圈所示。
圖8
圖9
由此可見，單純地給出一個驅動電流值是無法直接判斷帶載能力的。我們需要更多的信息，比如芯片內部末級輸出形式、定義值的點在哪？更為重要的是，功率器件的門極電阻影響極大。如果外部電阻很大的話，會分掉更多的壓降，體現在圖7的電阻斜率更小，使得工作點左移，更近原點。如果這時候還看15V的電流能力就變得毫無意義了。而使用獨立的、電流更大的PMOS，可以解決NMOS作為共漏極輸出所需要的門檻電壓問題，輸出特性線整體左移，疊加外電阻影響后，實際可以獲得更高的電流。
最后，給個工程計算的方法。如果選定了最小門極電阻（臨界阻尼或者直接用IGBT規格書的測試電阻），那么門極的電壓差除以該電阻得到的電流，用這個值去選驅動芯片15V時對應的電流大于它的產品就可以了。如果門極走線不理想，所用電阻偏大，那自然就不需要大電流更貴的驅動了。反過來，如果門極電阻極小，比如IGBT7的模塊甚至用到0.5歐姆以下，那么外加booster是解決方案。另外，超額電流地使用驅動雖然不能使開關損耗變小，但是可以使驅動芯片的功耗降低，減小發熱。
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