可用的亞皮安偏置電流運算放大器并不多。可堪使用的器件常常被稱為靜電計級放大器，偏置電流低至數十飛安。遺憾的是，這些靜電計放大器的低頻電壓噪聲(0.1Hz到10Hz)為幾微伏(峰峰值)。此外，其輸入失調電壓和失調溫度系數一般也不符合要求。其共模抑制比(CMRR)和開環增益不夠好，難以支持1 ppm線性度。最后，沒有一款靜電計能夠承受高電源電壓。
LTC6240系列提供0.25 pA偏置電流(典型值)和0.55μV p-p低頻噪聲。這對于輸入緩沖器來說已經足夠好了，但該器件僅支持最高12 V的電源。我們將不得不在放大器周圍添加電路以使其適應更高的電壓。
設計方法
圖1顯示了自舉放大器的原理示意圖。
LTC6240由Vp(通過增益為+1的緩沖放大器保持輸出加5 V的值)和Vm(由另一個緩沖器驅動而保持輸出減5 V的值)供電。
由于電源總是跟隨輸入信號(由LTC6240的輸出緩沖)，因此理想情況下根本沒有共模輸入誤差。即使是平庸的CMRR也通過自舉提升至少30 dB。該30 dB值是由Vp和Vm緩沖器的有限增益精度導致的。
LTC6240的開環增益也得到類似的提升。當內部增益節點和電源軌之間存在晶體管輸出阻抗時，放大器電路會發生增益受限的情況。由于電源被自舉到輸出，所以很少有信號電流流過上述阻抗，而且開環增益的增加量與CMRR的提升量相似。但是，輸出負載仍可能會限制開環增益。
也許不那么明顯，但電路整體壓擺率也被自舉提高。通常，它受限于LTC6240內部靜態電流和以電源為基準的補償電容。當電源追隨輸入和輸出時，很少有動態電流流入這些電容，放大器不會進入有限壓擺率狀態。緩沖放大器最終會限制整體壓擺率。
高壓電源Vhvp和Vhvm可能有干擾，但緩沖器輸出會在很大程度上抑制干擾，LTC6240的電源抑制比(PSRR)將大大增強。
所以，這很棒;通過自舉電源，緩沖器在多個方面得到改善。可能會出現什么問題?圖1所示電路幾乎肯定會振蕩。考慮電源引腳行為的最佳方法是將其視為反饋環路的一部分：輸出引腳電壓乘以緩沖放大器頻率響應，然后將乘以1/PSRR，加到輸入端，最后乘以開環增益成為輸出，如此循環往復。圖2a顯示了PSRR隨頻率的變化。
我們在PSRR曲線中沒有獲得相位數據，但假設它具有+90°相位。是的，這個+90°就像一個差異化因素。如圖2b所示，從低頻到100 kHz，開環增益具有-90°相位，之后該負值變得越來越大。緩沖器將具有有限頻率響應，并且也將表現出相位滯后。將環路中的所有相位滯后相加可確保在一些頻率下的反饋相位為0°或360°的倍數。如果在這些相位的電源環路增益大于1，振蕩就會發生。PSRR幅度下降到4 dB的低點(衰減 = -4 dB → 增益 = 0.63，非dB)，看起來環路可能永遠不會有足夠的增益來發生振蕩。這很可能是錯誤的，因為PSRR同時適用于Vp和Vs，其PSRR增益相加會使幅度超過1。此外，緩沖器可能會有一定的峰化，之后其增益在高頻發生滾降，從而將整體反饋幅度推高至1以上。我們還將看到，緩沖器必須驅動稍大的電容，并且會具有更多的相位滯后。無論如何，LTspice®中的電路仿真表明會發生大信號振蕩(LTC6240的頻率響應和非線性體現在宏模型中)。
實際實現
圖3顯示了完整電路。
請注意，1000 pF旁路電容必須與LTC6240電源引腳緊密連接。運算放大器有數十個內部晶體管，在該放大器中，晶體管的Ft量級為GHz。它們常常以反饋方式彼此連接，除非安裝了旁路電容，否則它們可能在高交流阻抗電源下發生振蕩。1000 pF足以消除這些振蕩。我們還希望電源旁路電容遠大于任何輸出負載電容，因為在高頻時，負載電容上的電壓轉換會導致電流流向電源軌，并可能調制電源電壓，通過PSRR反饋引起振蕩。因此，旁路電容會降低頻率下的電源調制，相當于降低從輸出到電源的反饋增益。
壓擺這些旁路電容會需要很大的電流，而且必須是雙向的。Q5和Q6是射極跟隨器，可以驅動旁路電容的壓擺電流。Q3和Q4是偏置二極管，用于設置Q5和Q6靜態電流。Q2為這些二極管和齊納二極管D1(實際上是并聯基準電壓源IC)提供偏置電流，D1設置相對于輸出的正電源電壓。Q2的集電極是一個電流鏡的輸出，該電流鏡由高壓軌之間的R9偏置。如果電源電壓不是恒定值，可以用兩個電流源代替R9。
Q7至Q12形成與之前所述相當的Vm減電源驅動器。請注意齊納電壓的不匹配是有意為之的：Vp比輸入/輸出高5V，Vm比輸入/輸出低3 V。這種不匹配使輸入電壓的中點位于LTC6240的電源限制輸入范圍以內，從而優化壓擺波形。
通常，LTC6240的電源電流會消耗Q5的發射極電流，并基本上關閉Q6，所以Vp緩沖器輸出阻抗大部分是R3。因此，電源反饋Vp路徑的帶寬約為1/ (2π × 100 Ω × 0.001 µF) = 1.6 MHz。這保證了在10 MHz及以上的頻率(此時LTC6240的開環相位向振蕩發展)，Vp環路增益遠小于1。100Ω電阻還讓跟隨器Q5不必直接驅動1000 pF電容。發射極跟隨器會有輸出電感，可能與容性負載發生諧振，引起振鈴甚至振蕩。
設計自舉在1.6 MHz以上的頻率會失敗后，我們將看到整體電路的完美行為在頻率超出大約100 kHz時會降級。如果輸出不能完全跟隨輸入，自舉的好處將會打折扣。帶Cin的Rin將帶寬限制在100 kHz，這是ADC跟隨緩沖器的系統抗混疊濾波器的一部分，它還會衰減無線電干擾和不支持的壓擺率。
該電路必須能夠承受任何不受限制的壓擺輸入信號或ESD，因此Rin也用于限制輸入故障電流。電阻有四個串聯段，以便分擔輸入過驅，暫時承受1 kV的電壓。根據信號源和預期過載，可以減小輸入電阻。
LTC6240內部有保護二極管，可將輸入過壓電流引導至Vp或Vm。允許進入LTC6240輸入的最大故障電流為10 mA，但如果有周圍電路可以快速切斷輸入故障，則在短時間內可以增加該電流。該電路的預期應用中存在SPDT繼電器，當未通電時，其將緩沖器的輸入連接到÷10網絡。通電后，繼電器直接連接輸入。因此，當未通電時，緩沖器連接到遠大于10 kΩ的源阻抗，故障電壓和電流降低的幅度與10 mA連續額定值相當。應用的輸入范圍為±400 V，故障容差為±1000 V。這只有在有兩個比較器的情況下才能安全地實現，比較器檢測輸入過壓并快速釋放繼電器。這可以在1 ms至2 ms內完成，允許100 mA瞬態輸入電流，此電流不會熔化LTC6240的保護二極管。請注意，D3至D6用于將輸入過載電流引導至Vhvp或Vhvm電源，該電流此前已通過LTC6240導向Vp或Vm。這些電源可能無法吸收過載電流，因為相對于正常供電操作，該電流是向后流動的。我們將依靠足夠大的旁路電容來安全地保持電源電壓，同時等待繼電器開關減壓。對于100 mA過載，我們將需要100μF電容來使電源在2 ms內的電壓變化保持在2 V以內。 |
