輸入電壓測量與校準
電壓檢測電路十分簡單，它可以只是一個分壓器，如圖2所示。一般，會有一些箝制二極管來保護ADC引腳。由于二極管的反向漏電流影響ADC的測量精確度，因此應選擇使用低反向漏電流的二極管。
圖2 AC輸入電壓檢測電路
任何時候，輸入電壓均為：
其中，kv為電壓檢測增益，Cv為ADC轉換輸出（計數），而mv則為電壓檢測偏移量。Kv和mv的校準方法類似，都是對電流檢測增益和偏移量進行校準。但是，一種更加簡單的方法是只需根據原理圖進行計算。由于沒有了校準，因此分壓器使用的電阻會影響測量精確度。我們推薦把低容差電阻器用作分壓器，例如：0.1%容差。
一個12位ADC和2.5V基準電壓的數字控制器，輸入電壓被分壓器衰減至2.5V以下。這樣，經過衰減的信號被ADC轉換為數字信號。因此：
重寫方程式8之后，輸入電壓為：
因此：
以及：
與輸入電流測量類似，需要對電壓檢測增益和偏移量進行一些操作，以使其適應定點微處理器，并降低計算誤差。
VIN和IIN相互關系
真實輸入功率定義為：
使用離散格式后，其定義為：
其中，N為總采樣數。方程式13表明，需同時對VIN和IIN采樣。但是，VIN和IIN卻是由兩個不同的ADC通道在不同時間采樣。即使是很小的時間差，也會引起測量誤差。在一些數字控制器中，例如：TI UCD3138等，具有一種被稱作“雙采樣保持”的機制，其允許兩種通道同時采樣，從而消除了這種誤差。
由于電流檢測電路中使用了低通濾波器，受測電流信號出現延遲，并且實際電流存在相移。圖3顯示了這種情況，圖中，通道2為實際電流信號，通道1為經過放大的相同信號，其隨后經低通濾波器輸出。該放大信號有約220 μs的相位延遲。需要對這種延遲進行補償，否則它會影響輸入功率測量的精確度。一種簡單的補償方法是，讓VIN-sense信號延遲約220μs，然后使用該經過延遲的VIN信號來進行輸入功率計算。所以，如果每隔20μs測量一次VIN，則需要對其延遲220/20 =11次。
圖3 電流檢測相移
真實輸入功率計算
組合方程式1、7和13，得到：
VIN和IIN由ADC在標準中斷環路中測量，其具有一定的限制時間，并且主要用于PFC環路控制。因此，為了節省CPU計算時間和防止標準中斷環路溢出，僅在該環路中計算Cv(n)C
i(n)。另外，方程式14的
以及 
各項，使用無限脈沖響應（IIR）濾波器來實現。在背景環路中完成真實輸入功率的最終計算。
輸入RMS電流計算
圖1所示數字控制器所進行的電流測量并不代表總輸入電流，因為電磁干擾（EMI）濾波器中電容的作用未包括在內。在高線壓和輕負載條件下，這種濾波器電流不再可以忽略不計，必須將其包括進來，以實現精確的輸入電流報告。
圖4顯示了一種簡化版的EMI濾波器，我們去除了電感器，并使用一個單電容器（C）來代替總電容。圖中，IEMI為EMI電容器的RMS電抗性電流，IMeasure為數字控制器測量的輸入RMS電流，而IIN則為總輸入RMS電流。
圖4 簡化版EMI濾波器的電流
EMI濾波器產生的電抗性電流為：
為了計算EMI電容器的電抗性電流，首先需要知道輸入電壓頻率。AC線壓和中性點電壓由兩個ADC通道檢測，然后通過固件整流。通過對比兩個ADC結果，我們可以發現零交叉。由于使用固定率對輸入電壓進行采樣，因此可以通過計數兩個連續零交叉點之間的采樣數來計算AC頻率。一旦知道輸入電壓頻率，便可計算EMI電容器的電抗性電流：
如前所述，在標準中斷環路中測量電壓，因此為了節省CPU計算時間和防止該環路溢出，僅在其內計算
。
方程式16的 
和 
項，通過IIR濾波器實現。在背景環路中計算最終EMI電抗性電流。ADC測得電流為：
使用離散格式，它可以寫為：
組合方程式1和18得到：
所前所述，在標準中斷環路中測量電流，因此僅在該環路中計算 。
方程式19的
和 
項通過IIR濾波器實現。
最后，把EMI濾波器的電抗性電流（IEMI）加上IMeasure（RMS），得到總輸入電流。IEMI領先受測電流（IMeasure（RMS））90º，因此，在背景環路中計算最終輸入RMS電流。
測試結果
這種輸入功率和RMS電流測量方法在一個360W的PFC評估模塊上進行了測試。結果（表1）表明，這種方法擁有優異的測量精確度。
表1 輸入功率和RMS電流測量的測試結果
結論
我們為您介紹了一種低成本但卻精確的離線電源輸入功率和RMS電流測量方法。這種方法使用現有PFC控制器芯片和硬件，無需傳統的專用功率計芯片和額外的檢測電路，并且不影響正常的PFC控制。另外，它還具有如下一些特點：
極低的成本
簡單的兩點校準
使用雙采樣保持，VIN和IIN同時采樣
固件EMI電流補償
固件電流檢測，相移補償
優化的數學計算，CPU使用開銷較少
