1 引言
半橋電流源高頻鏈逆變電路拓?fù)淙鐖D所示[1]。圖1為采用半橋電流源高頻鏈逆變電路拓?fù)洌渲蠶1、Q2組成高頻逆變器，Q3、Q4組成一個(gè)周波變換器，Tr為高頻變壓器。圖2為半橋電流源高頻鏈逆變電路輸出接感性負(fù)載的主要波形示意圖。半橋電流源高頻鏈逆變電路是以反激式直直功率變換器為基礎(chǔ)的，電路工作在電感電流斷續(xù)模式，通過(guò)控制開關(guān)管Q1、Q2、Q3、Q4可以得到四種工作模式A、B、C和D，每一種工作模式電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都相當(dāng)于一個(gè)反激式直直功率變換器，對(duì)于不同的負(fù)載，逆變器的工作模式順序不同[1,2,3]。半橋電流源高頻鏈逆變電路具有以下特點(diǎn)：拓?fù)浜?jiǎn)潔、控制方案簡(jiǎn)單、使用器件少、效率高、可靠性高以及良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。因而具有較好的應(yīng)用前景。但在工程實(shí)踐中，吸收電路的設(shè)計(jì)及變壓器匝比的設(shè)計(jì)不適會(huì)加大變換器中的損耗，降低效率。本文將在對(duì)半橋電流源高頻鏈逆變器的電壓應(yīng)力分析的基礎(chǔ)上，利用仿真的方法分析吸收電路結(jié)構(gòu)及變壓器匝比與損耗的關(guān)系。
2 吸收電路
半橋電流源高頻鏈逆變電路是以Flyback電路為基礎(chǔ)的，為了減小功率場(chǎng)效應(yīng)管關(guān)斷時(shí)，存儲(chǔ)在漏感中的能量引起功率場(chǎng)效應(yīng)管漏源電壓尖峰，在Flyback中通常要在MOS漏源或變壓器繞組兩端加漏感能量吸收電路。但在半橋電流源高頻鏈逆變電路中，組成高頻逆變器的Q1、Q2具有漏感能量回饋通路，無(wú)須吸收電路；組成周波變換器的Q3、Q4在能量回饋時(shí)高頻開關(guān)，在其關(guān)斷時(shí)無(wú)漏感能量瀉放回路，必須加吸收電路。
1）高頻逆變器電壓應(yīng)力分析
在能量從電源傳遞到負(fù)載過(guò)程中，高頻逆變器Q1、Q2高頻開關(guān)，當(dāng)Q1或Q2關(guān)斷時(shí)，存儲(chǔ)在變壓器原邊漏感中的能量必須有瀉放的通路，否則將在Q1或Q2的漏源產(chǎn)生極高的電壓尖峰，導(dǎo)致MOS管損壞。下面以輸出正弦波正半周為例，分析高頻逆變器工作時(shí)漏感能量回饋通路，對(duì)應(yīng)圖2中的狀態(tài)A。此時(shí)Q1高頻斬波，Q2關(guān)斷，Q3常通，Q4一直關(guān)斷。在Q1導(dǎo)通時(shí)，能量存儲(chǔ)在原邊電感，在Q1關(guān)斷時(shí)，原邊電感電流最大，存儲(chǔ)在電感中的能量最大。耦合到副邊的能量通過(guò)Q3傳遞到負(fù)載，存儲(chǔ)在原邊漏感中能量通過(guò)Q2的體二極管回饋給C2。因而高頻逆變器Q1、Q2上最大漏源電壓為輸入直流電源電壓UIN，不需要吸收電路。
2）周波變換器電壓應(yīng)力分析
造成周波變換器的Q3、Q4電壓應(yīng)力有兩方面的原因：1. 高頻逆變器工作時(shí)，副邊繞組漏感與Q3、Q4的寄生電容諧振，產(chǎn)生電壓尖峰；2. 在能量從副邊回饋到原邊時(shí)，周波變換器高頻工作，副邊繞組漏感電流引起漏源電壓尖峰。
下面仍以輸出正弦波正半周為例，分析高頻逆變器工作時(shí)Q4的諧振電壓尖峰。在Q1開通前，此時(shí)Q4關(guān)斷，其漏源兩端電壓為輸出電壓，在Q1開通時(shí)，電源電壓加在變壓器原邊繞組，極性上正下負(fù)，變壓器副邊繞組電壓極性下正上負(fù)，此時(shí)加在繞組上的電壓為輸出電壓加副邊繞組電壓，Q4寄生電容的電壓不能突變，電容C1通過(guò)Q1、Tr對(duì)Q4的寄生電容Cds4充電，由于變壓器中漏感的存在，因而這是一個(gè)諧振充電過(guò)程。當(dāng)uds4=u0+(1/2)UIN´N，漏感中的電流最大；當(dāng)漏感電流為零，uds4=u0+UIN´N，諧振頻率fLC=1/(2p
)，其中u0為輸出電壓瞬時(shí)值，UIN為輸入直流電壓，LK為變壓器副邊繞組漏感，N為變壓器匝比，Cds4為Q4的漏源結(jié)電容。
當(dāng)能量從負(fù)載向電源回饋時(shí)，Q3、Q4高頻開關(guān)，在其關(guān)斷時(shí)存儲(chǔ)在副邊漏感的能量無(wú)瀉放回路，將對(duì)MOS管Q3、Q4的漏源寄生電容充電，產(chǎn)生上千伏的電壓，因而必須在周波變換器MOS管兩端加漏感吸收電路。
3）兩種吸收電路比較
A．RC吸收電路（見(jiàn)圖3）
將RC串聯(lián)吸收電路加在MOS管漏源兩端，當(dāng)高頻逆變器Q1、Q2開通時(shí)，RC吸收電路參與諧振過(guò)程并在電阻上消耗諧振能量，起到減小尖峰電壓的作用，但同時(shí)也增加了吸收電路的損耗；當(dāng)能量回饋時(shí)，Q3、Q4關(guān)斷，漏感能量轉(zhuǎn)移到吸收電路電容中，Q3、Q4開通，電容的能量通過(guò)MOS管消耗在電阻上。
B．RCD吸收電路（見(jiàn)圖3）
當(dāng)高頻逆變器工作時(shí)，取電容足夠大，則RCD吸收電路等效為電壓源，當(dāng)能量從負(fù)載向電源回饋時(shí)，電容吸收存儲(chǔ)在漏感中的能量，并將這部分能量消耗在電阻中。如保證MOS管漏源阻斷電壓UBR大于最大諧振尖峰電壓，即UBR> u0MAX+UIN´N，則采用該種結(jié)構(gòu)吸收電路其損耗較小。
通過(guò)Pspice仿真計(jì)算，在保證相同漏源尖峰電壓的前提下，得到兩種吸收電路的損耗對(duì)比。從表中可得，在輸出空載（R=10K）時(shí)，RC吸收電路損耗是RCD吸收電路損耗得3倍還多。
3 變壓器的能量耦合
在Flyback電路中，功率管開通，能量存儲(chǔ)在變壓器磁芯中，功率管關(guān)斷，能量經(jīng)變壓器副邊繞組傳遞到負(fù)載。電流源高頻鏈逆變器的每一個(gè)工作狀態(tài)都等效為Flyback電路，因而也遵循這一過(guò)程，但與Flyback又不完全相同。在Flyback電路中，變壓器漏感能量無(wú)瀉放回路，須加漏感能量吸收電路，如圖4所示，通過(guò)控制吸收電路中RC或穩(wěn)壓管的取值，使得RC或穩(wěn)壓管兩端的電壓為輸出電壓折射到原邊值的1.5倍，可以保證存儲(chǔ)在變壓器中的能量絕大多數(shù)都通過(guò)副邊繞組傳遞到負(fù)載，而吸收電路僅消耗漏感中的能量。在半橋電流源高頻鏈逆變電路中，漏感能量具有回饋通路，高頻逆變器功率管關(guān)斷，漏感中的能量通過(guò)電容C1或C2回饋給電源，由于電容電壓等于輸入直流電壓的一半，基本保持不變，因而變壓器匝比決定了繞組中的儲(chǔ)能是否可以傳遞到變壓器副邊，匝比的設(shè)計(jì)就變的尤為重要，匝比設(shè)計(jì)的不合適，將會(huì)引起存儲(chǔ)在變壓器并應(yīng)傳遞到副邊的部分能量通過(guò)電容回饋給電源。顯而易見(jiàn)，在原邊循環(huán)的能量越多，循環(huán)能量引起的損耗越多，效率必將下降。圖5顯示了不同匝比下每個(gè)開關(guān)周期回饋能量與總能量比值與輸出電壓的關(guān)系曲線。從圖中可以看出：1）匝比不變，輸出電壓越高，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)變壓器中的儲(chǔ)能回饋給電源的越多；2）在相同的輸出電壓的情況下，匝比越大，變壓器中儲(chǔ)能回饋的越少。表二為對(duì)應(yīng)圖中不同匝比輸出電壓折算到原邊的電壓值。綜合圖5與表二可以看到，當(dāng)匝比為1.3，輸出電壓達(dá)到峰值折算到原邊與電容電壓相近，回饋到原邊的能量占了近40%；當(dāng)匝比為1.7，電容電壓是輸出電壓峰值折算到原邊值的1.43倍，回饋到原邊的能量占15%，大多數(shù)能量傳遞到副邊。需要指出的是變壓器匝比大，將導(dǎo)致副邊兩個(gè)功率管電壓應(yīng)力增加，因而變壓器匝比也不是越大越好。
4 結(jié) 論
本文首先分析了半橋電流源高頻鏈逆變電路的電壓應(yīng)力，指出它的高頻逆變器具有漏感能量瀉放通路，無(wú)須吸收電路；而在能量回饋時(shí)，周波變換器高頻開關(guān)，變壓器副邊漏感能量無(wú)瀉放通路，必須加漏感能量吸收電路。其次，研究了兩種吸收電路的損耗，仿真結(jié)果說(shuō)明RCD吸收電路的損耗僅為RC吸收電路的1/4。最后說(shuō)明了變壓器匝比的設(shè)計(jì)對(duì)能量從原邊繞組到副邊繞組傳遞的影響：匝比越大，一個(gè)開關(guān)周期傳遞到副邊的能量越多，但周波變換器的電壓應(yīng)力增加。 |
